NPC型三电平光伏逆变器驱动电路设计及应用郑小朋，江冯林，邓苏娟（1.安徽城市管理职业学院轨道交通学院，安徽合肥，230011；2.阳光电源股份有限公司，安徽合肥，230088）0引言光伏并网逆变器是将太阳能电池所输出的直流电转换成符合电网要求的交流电再输入电网的设备，是并网型光伏系统能量转换与控制的核心，其逆变效率、电路可靠性、输出波形THD以及故障处理能力将直接对并网逆变器系统产生影响。而在诸多逆变拓扑中，NPC型三电平并网逆变器凭借开关频率相对要低、功率容量大、响应速度快、电磁兼容性好、输出谐波小等优点在高压大功率应用场合中得到更多关注。IGBT是光伏逆变器功率变换的核心器件，是一种电压控制型的功率器件，其具有输入阻抗高、开关频率高、热稳定性好、易触发和能承受高压强电流等特点，是当今电力电子高压应用领域中的理想器件。但由于IGBT自身特性原因，其在负载短路或过流的情况下，易出现超出热极限、擎住效应与关断时过高的电压尖峰等现象而造成IGBT损坏，影响系统正常工作。据工程应用反馈情况统计，中高压变频器因IGBT失效而导致的故障占总故障的90%以上，因此，逆变系统对IGBT驱动和保护电路提出了较高的要求。本文驱动电路设计包含驱动信号输出处理电路与驱动转接电路，dV/dt保护电路和RCD缓冲电路，最后给出了所设计驱动电路实际输出测量波形，光伏逆变器并网三相波形与电能质量分析。1NPC型三电平并网光伏逆变器本文采用10kW级NPC型三电平光伏逆变器作为实验样机，拓扑结构如图1所示，输出经过三相滤波器和变压器后连接至电网侧。系统直流母线V，由主电路拓扑可知，单个功率管最高可承受直流母线倍的裕量，功率管耐压值取值范围在700～1050V之间，同时由系统额定功率可得，网侧电流取值约为，考虑到1.5～2倍的裕量，功率管耐流值取值范围约为43A，系统开关频率为9kHz，综上要素，功率管选型为IXYH公司所产的IXYH50N120C3D1型式（耐压1200V，耐流50A）。考虑到钳位二极管所承受的反向电压幅值与功率管相同，流过钳位二极管电流幅值可以选择1.5倍裕量，二极管选型为RHRG30120。图1NPC三电平光伏逆变器拓扑2驱动电路设计驱动电路的主要功能是提高DSP最小系统板发出的PWM控制信号的驱动能力，从而达到能够驱动主电路IGBT的要求，同时隔离实验样机的主电路与控制电路之间的电气联系，避免主电路大电流大电压对控制电路的影响，驱动电路整体设计如图2所示。图2IGBT驱动电路方框图图3改进的载波PWM调制算法■2.1双调制波PWM法■2.2驱动转接电路实验主控芯片采用TI公司生产的TMS320F28335，其I/O端口PWM输出幅值仅为0～5V，驱动能力相较所选用的IGBT驱动要求明显不足，为此，基于IGBT快速导通与可靠关断的要求，在保障系统安全与降低开关管功率损耗取IGBT栅极电压正负脉冲为+15V/-5V条件下，选择具有高速光耦合隔离作用的富士公司所专门生产的集成模块EXB841作为电平转接入IGBT的输入极，其内部的稳压管产生约-5V的关断偏压，能够实现开关管快速、可靠关断。EXB841驱动信号的最大延迟时间不超过1.5μs，开关频率最高可至50kHz。EXB841供电电压使用单电源+20V供电，主拓扑每桥臂采用一组4个EXB841，三相桥共使用三组，每组均使用一个变压器，外接对应的不控桥整流电路进行专门供电，其本身内部具有的过流保护电路以及功率放大电路能够有效提高驱动电路的抗干扰性能。取SN7407对DSP输出的PWM波进行缓冲和驱动电流放大，作为接入EXB841的输入极，驱动电路如图4所示。图4EXB841外围电路驱动电路经SN7404、EXB841缓冲、放大后将原高电平为+5V和低电平为0V的PWM控制信号分别转化为高电平为+15V以及低电平为-5V的IGBT驱动信号，进而驱动IGBT工作。EXB841的2脚和9脚接输入+20V的工作电压，14脚输入PWM控制信号，3脚输出IGBT驱动信号，5脚外接光电耦合器和电阻可将过流信号输出到控制电路用于判断电路是否过流运行状态，6脚经由快恢复二极管接到IGBT的集电极，以Vce极电压降落对电路是否过程产生判断，并将信号传递至DSP控制接收引脚上，若导通压降不在合理范围内，则系统发出关断指令，系统停机，PWM锁波，主电路不再工作，从而实现对驱动电路以及控制回路的保护。■2.3dV/dt保护电路设计双电源驱动电路设计时，应考虑驱动电路的正偏电压+Vge、负偏电压-Vge及门极电阻R的影响。表1给出了门极驱动条件与器件特性之间的关系。其中，Vces，ton，toff，Vce分别为集电极－发射极饱和压降、开通时间、关断时间和集电极－发射极电压，↑、－、↓分别表示增加、不变、减少。表1IGBT驱动条件与器件特性的关系处于关断状态下的IGBT，由于与其反并联的二极管的恢复过程，将承受C-E电压的急剧上升，dV/dt在集电极栅极间的电容内产生电流流向栅极驱动电路，进而使得Vge增加（趋向于Vge（on）），达到阈值电压后使得IGBT误导通。为降低过电压以及在误导通时短路大电流对IGBT的破坏，本文采用如下方式解决：(a)通过驱动回路栅极电阻并联二极管正向回路，增大关断电压驱动回路电阻，延长关断时间，抑制擎住效应，减小过电压；（b)采用电压钳位，利用钳位二极管（快恢复型二极管）和钳位电容抑制dV/dt对栅极电压的影响。dV/dt保护电路设计如图5所示。图5IGBT驱动dV/dt抑制电路设计■2.4RCD缓冲电路设计抑制浪涌电压主要是利用RCD缓冲电路来吸收。其工作原理为：当IGBT关断时，流过IGBT的电流逐渐减小，但由于寄生电感的存在，电流不能瞬间降为零，因此电流会通过RC通道流通，在电容两端串联电阻是为了对电容的充电电流加以限制，防止大电流损坏电容，当功率管导通时，电容储存的能量通过IGBT释放。针对NPC型三电平逆变器主电路以A相桥臂为例，RCD缓冲电路设计如图6所示。图6RCD缓冲电路设计考虑容值裕量，取阻容回路电容C为0.015uF。系统死区时间约取1.7us，由充放电时间常数计算公式：计算得电阻R约为85Ω。结合系统直流侧总电压为700V，单开关管关断时承受电压为350V，以及关断 时开关管功率损耗，考虑一定裕量情况下取电阻为85Ω/5W，电容 0.015μF/400V。 3 实验结果分析 将设计出的 IGBT 驱动电路应用在10 kW 光伏逆变器上。用示波器分别测量同 一桥臂成对互补的VA1 与VA3、VA2 与VA4 开关管GE 两端电压波形，为避 免上下管直通，死区时间加入1.7μs，驱动侧电压波形如图7 所示，20μs/div 下可以看到开关管驱动侧跳沿陡峭，信号无失真，且导通开关管信号能在关断 开关管信号可靠截止后动作，在1.8us 内迅速稳定在+15V，幅值波动范围在正 负0.1V 范围内，实现了可靠的导通、关断与驱动电平的稳定输出。测量了其约 80%负载时并网电流波形，如图8 所示，三相电流波形为光滑正弦波，并网波 形较好。 图7 同桥臂互补IGBT 导通与关断波形 图8 并网逆变网侧三相电流波形 4 结论 本文针对大功率NPC 型三电平光伏逆变器应用中IGBT 关断时易产生的较大 dV/dt，集射极间较大的浪涌电压危害，通过在栅极并接电流正向二极管回路来 调节栅射极间驱动电阻，进而调节IGBT 导通与关断时间，抑制过电压；通过 在栅极侧将钳位二极管VDL、钳位电容与IGBT 模块信号端子连接，将栅极电 位钳位在15V 以下，有效抑制了dV/dt 急速上升引发的擎住效应，避免了 IGBT 的误导通。此外，基于对NPC 拓扑三电平转换过程的分析，对RCD 吸 收回路参数计算进行了一般推导，结合实践应用于实际电路中起到了吸收浪涌 电压的效果。驱动电路在10kW 光伏逆变器中得到验证，并网波形较好，驱动 稳定可靠，并具有保护作用，对光伏并网系统可靠性起到了重要作用，所提设 计方案具有较强的可行性，对同类型大功率光伏逆变器驱动电路设计具有较高 的理论指导与工程实践价值。 -全文完-